1）如考慮逆變器負載功率因數較大的情況，則uo，iL在整個周期大部分時間內為同向，即有tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關的實現，則可以考慮在下管驅動附加加速關斷措施，如功率電感生產采用電阻二極管網絡，以適當增加下管關斷到上管開通之間的死區時間。

　　2）由上述可知，由于要保證ZVS的實現，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動，因而功率電感的磁芯損耗比較大，實際應用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料。

　　3）同理，由于ZVS實現的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負載范圍較大的情況下，很難折衷得到較好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應用場合，而應用于較大功率場合時，則可以考慮用相同功率的模塊并聯。

4 實驗波形和結語

　　圖4是上下功率管在實現ZVS時的驅動電壓與相應漏源電壓波形。由圖4可以看出，上下管均很好地實現了零電壓開關。

　　（a）上管

　　（b）下管

　　圖4 逆變器功率管驅動（上曲線）與漏源電壓（下曲線）

&nbs功率電感生產廠p;

　　圖5是空載輸出電壓與電感電流。圖6是阻性滿載輸出電壓及繞線電感電流。空載時由于電感上的電流在半個周期內均可以過零，插件電感工廠因而此時功率管可以較好地實現軟開關；而滿載時電感電流瞬時值過零的范圍明顯減少，此時上很難實現軟開通。要進一步確定電感取值與負載、ZVS實現的范圍以及電路效率之間的關系除了理論分析外，也還需要進行大量的實驗。圖7為逆變器的效率曲線，阻性滿載的輸出效率約為92％。

　　圖5 空載輸出電壓與電感電流

　　圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流

　　圖7 逆變器的效率