48V-12V 雙電池電源系統正廣泛用于輕度混合動力電動車。

車輛的動態運行條件可能需要在兩個電池軌道之間來回傳送高達 10kW 的電功率。

由于行使中的車輛其運行操作情況多種多樣，實時控制一個方向或另一個方向上的功率流需求是一個相當復雜的任務，要求其數字控制方案具有智能性。

因此，當領先的汽車制造商和一級供應商開始開發 48V-12V 雙向電源轉換器時，大多數都采用了全數字方法。

全數字解決方案成本昂貴，因為它們需要許多離散的模擬電路。

這些模擬電路包括精密電流檢測放大器、功率 MOSFET 柵極驅動器、監視和保護電路等。

由于電路板上的設備數量龐大，離散解決方案顯得笨重且不夠可靠。

為了減小解決方案尺寸和降低成本，同時提高性能和系統級可靠性，部分一級供應商正在尋找一種混合架構，其微控制器處理更高級別的智能管理，而高度集成的模擬控制器實現電源轉換器級。

這篇博文將討論如何確定這種模擬控制器最合適的控制方案。

表 1 總結了不同控制方案的優點和缺點。

?

表 1：控制方案比較???? ?

A48V-12V 雙向轉換器通常必須具有高精度的電流調節（優于 3％），以便精確地控制從一個電池軌到另一個電池軌傳輸的功率量。

由于高功率，系統通常需要交錯并行操作中的多相電路，以共享總負載，并且共享應當在各個相之間均衡。

因此，電壓控制模式不適合，因為其不能實現多相共享。

基于電感電流峰值生成脈沖寬度調制（PWM）信號的峰值電流模式控制方案可實現多相共享。

然而，共享平衡很大程度上受功率電感器公差的影響。

功率電感器通常具有±10％的公差，并導致顯著的共享誤差，從而導致不同相位的失衡功率耗散。

更糟的是，電感的峰值電流具有與 DC 電流的固有誤差，導致電流調節較不精確，進而導致功率輸送不太準確。

傳統的平均電流模式控制方案解決了峰值電流模式控制的電流誤差問題，因為它調節了平均電感電流，并消除了電感公差對電流調節的影響。

然而，電廠傳遞函數隨著工作電壓和電流條件而變化，并且雙向操作需要兩種不同的環路補償。

為了克服常規平均電流模式控制方案的挑戰并簡化實際電路實現，TI 為 48V-12V 雙向轉換器工作開發了創新的平均電流模式控制方案，如圖 1 和表 1 所示。

功率級包括： ·高側 FET（Q1）。

·低側 FET（Q2）。

·功率電感器（Lm）。

·電流檢測電阻（Rcs）。

·兩個電池，一個在 HV 端口，另一個在 LV 端口。

控制電路包括： ·增益為 50 的電流檢測放大器，通過方向指令 DIR（“0”或“1”）進行方向轉向。

·跨導放大器用作電流環路誤差放大器，在非反相引腳施加參考信號（ISET），以設置相位直流電流調節值。

·PWM 比較器。

·與 HV-Port 電壓成比例的斜坡信號。

·由 DIR 控制的轉向電路，用于施加 PWM 信號以控制 Q1 或 Q2 作為主開關。

·COMP 節點處的環路補償網絡。

Rcs 感應電感電流，且信號被放大 50 倍。

該信號被發送到跨導放大器的反相輸入，導致 COMP 節點處的誤差信號，該節點也是 PWM 比較器的非反相輸入的節點。

比較誤差信號和斜坡信號產生 PWM 信號。

由 DIR 命令控制，PWM 信號可控制 Q1 進行降壓模式操作，并強制電流從 HV 端口流向 LV 端口，或當發送到 Q2 時，反轉電流流動的方向。

?

圖 1：TI 專用平均電流模式控制方案的雙向電流轉換器

?

表 2：變流器功率裝置傳遞函數（KFF 是斜坡發生器系數；Vramp = KFF×VHV- 端口；Rs 是沿著功率流路徑的有效總電阻，不包括 Rcs）

表 2 所示為新控制方案的優點。

電廠傳遞函數對于雙向操作是相同的，它是一階系統。

此外，傳遞函數與諸如端口電壓和負載電流水平的操作條件無關。

因此，應用單個 II 型補償網絡將在所有工作條件下始終穩定雙向轉換器，大大簡化了實際電路的運用，并提高了性能。

TI 的專有平均電流模式控制方案適用于汽車 48V-12V 雙向電流控制器。

它需要單個 II 型補償網絡來覆蓋雙向操作，而不需要考慮運行條件如何。

電流調節精度——盡管存在電感公差，均勻共享高功率的多相并聯操作等，—— 將大大簡化高性能的雙向轉換器設計。

TI 在 LM5170-Q1 多相雙向電流控制器中實現了這種控制方案。

閱讀博文“雙電池系統中的汽車 48V 和 12V 電源互聯”，了解如何克服設計混合電動車電源的挑戰。